Разделы


Рекомендуем
Автоматическая электрика  Распространение радиоволн 

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 [ 118 ] 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166 167 168 169 170 171 172 173 174 175 176 177 178 179 180 181 182 183

летворительной стабильности тока коллектора, несмотря на разброс, нестабильность и температурную зависимость параметров транзистора. Для этого достаточно применить источник питания эмиттерной цепи с напряжением Еа > <7э.б, причем изменения t/s.6, не превышающие десятых долей вольта, не будут существенно отражаться на величине тока эмиттера. На практике выбирают £8=5 н-10 в, что гарантирует стабильность Ig не хуже единиц процентов.

Нестабильность тока коллектора, связанная с изменениями Да и Д/ко параметров а и /ко, составляет

Д/к /к

/э Да + Д /

<

/90 +/ко а

(9-225)

и выбором необходимого значения тока эмиттера (например, /8>10/ко макс) может быть доведена до 10% и меньше.

Нестабильность второй величины, характеризующей рабочую точку, - напряжения коллектора Окл - определяется соотношением

Д к.б

/ Е

(9-226)

и не превышает нестабильности тока коллектора при условии, что номинальное напряжение коллектора к.б выбрано не менее половины к.

Рассмотренная схема питания отличается наилучшей стабильностью рабочей точки. Наихудшая стабильность свойственна схеме с одним источником питания при отсутствии сопротивления постоянному току в цепи эмиттера (рис. 9-92). Ввиду того что, как правило, £ .8 >f/6.8, в этой схеме оказывается высокостабильным ток базы

/б= 7- (9-227)

причем ток коллектора составляет

-/б + -zt/ko (9-228)

меняется ток коллектора /к в данной схеме при одинаковом Изменении обратного тока /ко по сравнению со схемой с двумя источниками питания (для схемы рис 9-91 5=1).

Следует сразу же отметить, что, не-, смотря иа такое частное определение коэффициента нестабильности S, в действительности он характеризует возможные из-

и в j- (примерно в Р) раз сильнее зависит от изменений обратного тока коллектора, чем в схеме на рнс. 9-91. Уже ввиду разброса коэффициента усиления Р схема на рис. 9-92 требует для установления нужного тока коллектора индивидуального подбора сопротивления резистора Re. Введение в цепь эмиттерного тока сопротивлений (рис. 9-93) повышает стабильность тока коллектора. Для относительной оценки нестабильности коллекторного тока пользуются коэффициентом нестабильности

S = - , (9-229)

показывающим, во сколько раз сильнее из-


Рис. 9-93. Схемы питания транзистора от одного источника с повышенной стабильностью коллекторного тока.

менения тока коллектора под действием любых причин, в том числе в связи с разбросом и изменениями коэффициента усиления по току (Да) и под влиянием изменения падения напряжения на эмиттерном переходе (Д 8.б):

Д/к = 5

.Д ,.б + /зЛ ].

(9-230)

где Rt.a обозначает сопротивление постоянному току внешней цепи между зажимами база - эмиттер. Эта формула в равной мере справедлива для любой схемы питания транзистора и позволяет рассчитывать суммарное изменение тока коллектора транзистора.

Общее выражение коэффициента нестабильности S для всех схем, приведенных на рис. 9-93:

S =--, (9-231)

где /?э - сопротивление, обтекаемое эмиттерным током, а /?б - сопротивление эквивалентного источника питания цепи базы; для схемы на рис. 9-93, е

Увеличение Rb и уменьшение Re содействуют повышению стабильности тока коллектора, причем величина S уменьшается и стремится к единице. Однако эти меры приводят к снижению экономичности питания каскада, а при резистивно-емкостной связи чрезмерное уменьшение Re, кроме того, понижает входное сопротивление каскада и



коэффициент усиления по мощности и по току. Поэтому на практике обычно ограничиваются значениями S в пределах 2-4 и в редких случаях выбирают 5=1,5- 2.

По выбранному значению S определяются необходимые сопротивления резисторов R] и Rz для схемы на рис. 9-93, в:

Ri = {S~l)-Rs. (9-233)

R2 =

Ек.э

(9-234)

причем £3 выбирают в пределах 1-5 е, а

э -б.э (9-235)

где/э - выбранное значение тока эмиттера в рабочей точке, а [/Дэ - падение напряжения между электродами база - эмиттер транзистора (для германиевых транзисторов f/б э~0,2 в, а для кремниевых [/б.э 0,5 в).

Для остальных схем, приведенных на рис, 9-93, при заданных напряжениях источников питания и рабочей точке транзистора реализовать произвольное значение коэффициента нестабильности S нельзя, ибо сопротивление Re однозначно определяется выбором рабочей точки:

R== t/k.3--t/6.s ggggj

Поэтому основной схемой стабилизации рабочей точки считается схема на рис. 9-93, е.

При питании транзисторов от двух независимых источников тока в ряде случаев

7.--

J.-0+£

Рис. 9-94. Схема питания транзистора от двух источников с сопротивлением в цепи базы.

не удается соединить базу непосредственно с общим полюсом обоих источников и в цепи базы появляется конечное сопротивление для постоянного тока (например, при включении транзистора по схеме с общим эмиттером для цепей усиливаемого сигнала, рис. 9-94). При этом коэффициент нестабильности S>1 и определяется той же формулой, что и для схемы на рис. 9-93.

Приведенные здесь схемы не позволяют получить значение коэффициента нестабильности S<1. Это возможно при применении схем компенсационного типа, в том числе с термосопротивлениями и стабилизирующими диодами [Л. 12, 26].

Зачастую важнее бывает обеспечить температурную стабильность не рабочей точки, а определенных характеристик усилителя. При этом, учитывая зависимость параметров транзистора от температуры и от рабочей точки, выбирают такую схему стабилизации, которая за счет соответствующих изменений рабочей точки поддерживает важные параметры транзистора неизменными при изменениях температуры.

Внутренняя обратная связь

В отличие от электронных ламп транзистору, начиная с самых низких частот, присуща внутренняя обратная связь. Ее нали-

/яом

!Мом

1 А- 1*

fKOM

Рис. 9-95. Зависимость входного сопротивления транзистора в различных схемах включения от сопротивления нагрузки.

ОБ - схема с общей базой; ОЭ - с общим эмиттером; ОК - с общим коллектором.

чие приводит к зависимости входного сопротивления /?вх транзистора от сопротивления нагрузки Ru (рис. 9-95), а выходного сопротивления транзистора /?еых -от сопротивления Rt; (рис. 9-96) цепи, присоеди-


InOM

том (ig)

Рис. 9-96. Зависимость выходного сопротивления транзистора в различных схемах включения от сопротивления генератора входного сигнала.



ненной к его входу (внутреннего сопротивления генератора сигнала).

Это обстоятельство видоизменяет условие получения максимального усиления по мощности Кр макс, которое достигается в общем случае не тогда, когда сопротивление нагрузки равно выходному сопротивлению транзистора, а при некотором характеристическом значении Rn.c, которое не зависит от сопротивления источника сигнала:

Ru.c = . (9-237)

Снижение коэффициента усиления по мощности при рассогласовании (Ru Ф -Rb.c) происходит медленнее, чем изменение к. п. д. обычного генератора, в особенности при включении транзистора по схеме с общим коллектором (рис. 9-97).

\ 0б\

1ном

Рис. 9-97. Зависимость коэффициента усиления по мощности транзистора в различных схемах включения от сопротивления нагрузки.

Наличие внутренней обратной связи приводит к тому, что изменение сопротивления какой-либо одной цепи сказывается не только на режиме работы непосредственно связанного с этой цепью транзистора, но может передаваться через транзисторы как в предшествующие, так и в последующие каскады. Особенно неприятна такая реакция транзисторов в высокочастотных усилителях, где она осложняет настройку колебательных контуров, делая ее взаимозависимой.

Предотвращение вредного влияния внутренней обратной связи достигается применением нейтрализации или ограничением усиления из-за сильного рассогласования входной и выходной цепей транзистора с источником усиливаемого сигнала и нагрузкой соответственно.

Теплоотвод

Транзисторы малой мощности (до 150- 300 мет) рассчитываются для работы без специальных теплоотводящих устройств. Необходимо лищь избегать расположения транзисторов вблизи источников тепла и продумывать общие меры по теплообмену аппарата с внешней средой, с тем чтобы установившаяся температура внутри аппа-

рата не превышала предельную рабочую температуру.

Мощные транзисторы, как правило, требуют дополнительного теплоотвода, без которого они позволяют рассеивать весьма незначительную часть их номинальной мощности.

В качестве теплоотводящих устройств применяются плоские пластины из дюралюминия, красной меди или силумина, а при необходимости сэкономить площадь - ребристые радиаторы из тех же материалов.

Для эффективного теплоотвода радиатор должен плотно соприкасаться с опорной поверхностью корпуса транзистора без малейших воздушных зазоров. При необходимости изолировать корпус транзистора от корпуса аппарата следует изолировать радиатор от шасси, а не от транзистора. Поверхность радиаторов, отдающую тепло воздуху, покрывают черной матовой краской. Пластины или плоскости ребер ребристых радиаторов располагают вертикально, чтобы облегчить движение теплого воздуха вверх. Отверстия в радиаторе для выводов транзистора делаются минимального диаметра, индивидуальные для каждого вывода.

Для конструктивнся-о расчета радиатора прежде всего надо определить требуемую величину его теплового сопротивления:

= 0,9

где Гп.макс - скр -

Rt-v.-


- /?т.к- 0 (9-238)

предельная температура р-п переходов транзистора; температура воздуха, окружающего радиатор; мощность, рассеиваемая транзистором;

тепловое сопротивление транзистора относительно его корпуса.

1 Ч3т5


Рис. 9-98. Конструкции радиаторов.

Если в качестве радиатора применяется одиночная квадратная пластина (рис. 9-98, й), то необходимый размер одной стороны ее составляет

где Ri.p - ъ apadjer; L

L = 205 V R-r.p ,

Ъ/ММ.

(9-239)




1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 [ 118 ] 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166 167 168 169 170 171 172 173 174 175 176 177 178 179 180 181 182 183

Яндекс.Метрика
© 2010 KinteRun.ru автоматическая электрика
Копирование материалов разрешено при наличии активной ссылки.